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              挑戰極限 打造屬于自己的HI-END功放

              來源:www.asikliga.com 發布者:bsmshcn 版權:原創

              自從參加了去年的DIY比賽,我收獲了很多,通過在論壇里的學習,我對功放的設計制作有了新的認識,如果不能做到低失真的話,再高的頻寬和轉換...

                自從參加了去年的DIY比賽,我收獲了很多,通過在論壇里的學習,我對功放的設計制作有了新的認識,如果不能做到低失真的話,再高的頻寬和轉換速率就失去了意義.有幸在論壇里再一次看到了曾經看過的《低失真單極前置放大器》一文,通過仿真把我的理解和想法融入到新的設計中,而不再是單純的模仿,經過幾個月的制作,全新的功放在5月1日正式開聲,仿真性能有了數量級的提升,現在可以拿出來和大家一起分享.有關Cob對失真的影響大家可以參考《低失真單極前置放大器》一文,降低Cob的影響是整個制作的關鍵.
              挑戰極限 打造屬于自己的HI-END功放
                圖1是輸入級的兩種接法,仿真顯示圖1a中D1穩壓值越小,功放的失真越小;圖1b中D1穩壓值越大,功放的失真越小,這是因為圖1a中Q1、Q2的Vcb被固定,輸入信號被疊加在Q3、Q4的Vcb上,D1穩壓值越小Q3、Q4的Vcb就越大,相應的Cob就越小,失真也就越小;圖1b中Q3、Q4的Vcb相對固定,輸入信號被疊加在Q1、Q2的Vcb上,D1穩壓值越大Q1、Q2的Vcb就越大,相應的Cob就越小,失真也就越小,所以,在耐壓和功耗足夠的情況下,去除Q3、Q4和D1后,Q1和Q2的Vcb將最大化,Cob最小,功放的失真也最小.這次輸入級還是和去年那樣N管和P管分開偏置,偏置電阻增加到1MΩ,功放中點調零后,輸入管電流都是1.02mA,同時利用Ib在偏置電阻上產生的壓降,進一步增加輸入管的Vcb降低失真.
              挑戰極限 打造屬于自己的HI-END功放
                圖2是去年參賽的簡化圖,可以看到電壓放大級采用了《低失真單極前置放大器》中的設計.
              挑戰極限 打造屬于自己的HI-END功放
                這里末級管用irfp240來代替2sk1529,2并irfp9241來代替2sj200,從圖3中可以看到除了開啟電壓不同外,它們的跨導非常接近,同時Crss也非常接近.
              挑戰極限 打造屬于自己的HI-END功放
                圖4是1khz、20khz和100khz 50W輸出時的失真情況,1khz還不錯,20khz失真有點大,100khz已經慘不忍睹.由于末級功放管的Crss或Cob遠大于中小功率管,所以,同樣的電路功放失真要大于前置放大電路.
              挑戰極限 打造屬于自己的HI-END功放
                在去年制作過程中,我發現這個電路架構非常穩定不易自激,也曾經看到有位版主說過"不自激的放大器可以扔了"的話,覺得有一定的道理,說明放大器的潛能和極限沒有被挖掘.在上面圖5中增加了一級推動級Q11、Q12,目的就是要降低末級功放管Crss對電壓放大級的影響.
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                從圖6和圖4比較中可以看到1khz失真改善了13db以上,20khz失真改善了8db,100khz失真改善了近9db.這是因為末級功放管的Crss通過2級推動管后對電壓放大級的影響降低到了0.0Xpf以下,推動管Q9、Q10的Cob經過Q11、Q12后對電壓放大級的影響也降低到了0.0Xpf以下,那么Q11、Q12幾pf的Cob將對電壓放大級產生主要影響.
              挑戰極限 打造屬于自己的HI-END功放
                圖7電路增加的Q13、Q14就是降低Q11、Q12的Cob對電壓放大級的影響,Q13、Q14自身的Cob被Q11、Q12降低到了0.0Xpf以下.
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                從圖8和圖6比較中可以看到1khz 50W失真儀顯示為0.000%,20khz失真又改善了13db,100khz失真又改善了14db,總體失真都改善了20db以上.
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                回過頭再看《低失真單極前置放大器》文中的輸出級,如圖9a,我發現它是圖9b的一種變形電路,同樣具有降低Cob影響,提高輸入阻抗的作用,Q1的Vcb被Q2、Q4、D2固定,Q2的Vcb被Q1、Q3、D1固定,因此,Q1、Q2的Cob中幾乎沒有充放電電流,Q3的Cob對電壓放大級的影響被減弱hfe(Q1)倍,Q4的Cob對電壓放大級的影響被減弱hfe(Q2)倍.
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                如果把圖9a用在場管輸出的末級電路上非常合適,如圖10,一方面可以簡化電路,一方面利用場管的較高的開啟電壓給推動管Q1、Q2供電.現在電路結構基本確定了,要做到50W-20khz失真儀顯示為0.000%,還需要進一步優化電路,選擇更合適的元器件.
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                圖11除了輸入級以外基本就是實際制作的電路.由于Q11、Q12工作在低電壓下,因此,可以選擇高hfe的小功率管來進一步降低失真.一般功放對管都是P管Cob大于N管的Cob,在實際制作中我選擇Q6的hfe大于Q8的hfe、Q12的hfe大于Q11的hfe.回想去年參賽的電路,應該是管子的搭配全部用反了,特別是推動管N管hfe比P管大好多,最終造成二次諧波高高在上,實際失真高于仿真10多db以上.如果要并管做大功率功放,可以考慮再增加一級推動來降低末級管的Crss.在恒流源選擇上曾經考慮過用恒流管,在有限的恒流管資料中,我發現恒流管中的電流在大電壓范圍下會有10%誤差,最后決定用去年電壓放大級電路加TL431做恒流源,一方面可以有好的溫度穩定性,一方面還可以降低Cob影響.仿真中在N、P場管的柵極接入一個0.1uF的電容后, 20khz以上失真可以改善很多,但是在實際制作中遇到了電路自激,業余條件下還是以電路穩定為好.最后的目標就是去除接在源極上的0.22Ω電阻,這樣失真也可以改善很多.
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                要去除源極電阻,就要做好偏置電路.場管是溫度敏感元件,離散性很大,不同型號不同批次都會有不同的溫度特性,2sk1529和2sj200總的溫度特性是-8mV/℃左右,如果用同型號管子做溫補,代價太大,用常規偏置電路補償量在-10mV/℃以上,會補償過度.圖12是兩種針對場管的偏置電路,圖12a中Rw1是專門調節補償量,Rw2是調節偏置電流的大小;最終我選擇的是圖12b電路,D1我試過1.1V的發射管,2V的LED管,最后確認用2.5V穩壓管補償最合適.
              挑戰極限 打造屬于自己的HI-END功放
              挑戰極限 打造屬于自己的HI-END功放
              挑戰極限 打造屬于自己的HI-END功放
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                仿真的結果是令人興奮的,雖然實際制作不一定能做到仿真中的結果,還存在著電源變壓器對放大器的干擾沒有完全消除、中點調零電路雖然可以消除電源噪聲,但是無法消除前級穩壓電源不對稱的溫度漂移等問題,但是超越前作是一定的.主要表現在信噪比有所提高,還有聲道分離度也得到提升.從去年聲道分離度測試圖表來看,我感覺聲道分離度和放大器的開環增益和相位線性度有關,去年測試的情況不是很好, 20khz不到-60db,喇叭中特別是高音喇叭可以聽到另一聲道的聲音,這相當于引入了一個失真信號,這次制作后喇叭中聽不到另一聲道的聲音了,最終反映在聲音上透明度提升了一大截.如果失真電平真的能做到噪聲電平以下,那末級管將不用再區分音頻專用管和工業用管,剩下的是信噪比的新挑戰,如果利用功放中消除Cob影響的電路去打造穩壓電源,電源的性能同樣會提高一大截.相信大家會有更多更好的方法去挑戰新的極限.
              挑戰極限 打造屬于自己的HI-END功放
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